一前言
在目前的車(chē)載娛樂(lè )系統中，USB接口已經(jīng)成為系統的標配。隨著(zhù)大電池容量的便攜設備的流行，做為車(chē)載充電接口的USB電源，需要提高更大的電流以滿(mǎn)足設備的需要。目前主流方案中，單個(gè)USB口的負載能力需要達到2.5A。車(chē)載USB系統的架構為：從汽車(chē)蓄電池取電，經(jīng)過(guò)降壓電路后得到5V的穩定電源，提供給USB的VBUS。汽車(chē)蓄電池的電壓并不是一個(gè)穩定的電壓，其變化范圍是非常大的，以小型乘用車(chē)為例，其蓄電池電壓典型值為13V，電壓范圍為9~16V，在啟停等惡劣情況下，會(huì )低至6V，甚至更低。不少整車(chē)廠(chǎng)對USB電源有著(zhù)非常嚴苛的要求，6V電池電壓下要保證5V輸出，考慮到輸入端的反極性保護及線(xiàn)損，USB電源的輸入端電壓會(huì )更低。這對車(chē)載USB電源的設計是個(gè)挑戰。
Buck電路是最常用的降壓開(kāi)關(guān)電源。圖1所示為非同步的Buck電路。
圖1.非同步buck電路結構其工作原理為，當上管S1開(kāi)通時(shí)，電源VIN向負載供電，電感L1儲能，電感上的電壓為VIN-VO.當上管S1關(guān)閉后，電感L1向負載提供能量，電感上的電壓為-VO.圖二所示為電流連續模式下的BUCK電路的工作原理及波形。根據電感伏秒平衡可以得到
 …………（1）
最后可以解出
圖2.電流連續模式下的非同步buck的工作原理常用的BUCK電路，出于成本考慮，會(huì )選用N溝道MOSFET.但是在車(chē)載USB電源的應用中，成本較高的P溝道MOSFET卻更有優(yōu)勢。
根據公式2，如果需要實(shí)現在VIN=5.7V下，保證VO=5V.那么最大占空比為，
88%只是理想情況下的理論計算值。實(shí)際中，需要考慮續流二極管D1的壓降，開(kāi)關(guān)管S1的導通壓降，以及電感L1的直流阻抗的壓降，如圖3所示。
開(kāi)關(guān)管閉合時(shí)，不考慮電流紋波，電感上的電壓為：
 …………（3）
其中，IO為輸出電流，Rdson為上管MOSFET的導通電阻，DCR為電感的直流阻抗。
開(kāi)關(guān)管管斷開(kāi)時(shí)，不考慮電流紋波，電感上的電壓為：
 …………（4）
VD為二極管的正向壓降
圖3.考慮寄生參數的非同步Buck電路工作原理根據電感的伏秒平衡，可以得到實(shí)際的占空比為：
 …………（5）
取VIN=5.7V，VO=5V，IO=2A，VD=0.3V， Rdson=50m？， DCR=70m？，可以計算所需要的占空比為：
如果選擇N溝道MOSFET做為開(kāi)關(guān)S1，驅動(dòng)電壓要高于VIN，需要用自舉電路，通過(guò)每個(gè)周期對自舉電容充電來(lái)驅動(dòng)NMOS，這種驅動(dòng)結構在如此大的占空比的應用中問(wèn)題很多。而采用P溝道MOSFET，通�？梢宰龅�100%的占空比，即常開(kāi)。在常開(kāi)的情況下，我們可以得到：
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取VO=5V，IO=2A，VD=0.3V， Rdson=50m？， DCR=70m？，可以得到該情況下，輸入電壓最低可為：
二�；贜CV8852的車(chē)載USB電源設計
NCV8852是一款外接P溝道MOSFET的非同步BUCK控制器。輸入電壓可高達44V，適用于12V蓄電池系統。采用峰值電流控制，系統易于穩定，響應快�？赏ㄟ^(guò)在ROSC管腳外接電阻將工作頻率設定在100kHz到500kHz.圖4為NCV8852的典型應用電路。ISNS管腳檢測上管電流，用于峰值電流控制以及過(guò)流保護。COMP管腳為誤差放大器的輸出，外接RC電路以補償環(huán)路。
圖4. NCV8852的典型應用電路用NCV8852設計USB電源，輸入電壓范圍VIN=5.7~16V，典型值VIN_TYP=12V，輸出電壓VO =5V，輸出電流IO=2.5A，工作頻率fs=170kHz. Buck電路工作的最?lèi)毫訔l件為輸入電壓最高時(shí)，此時(shí)其電流紋波最大，峰值電流最高。
1.設定工作頻率NCV8852的工作頻率，可根據如下公式設定：
 …………（7）
當設置為170kHz時(shí)，將ROSC開(kāi)路即可。
2.占空比最高工作電壓下，占空比最小為：
3.選擇電感
電感主要有紋波電流ΔI決定。通常將ΔI設定為典型輸入電壓下，最大輸出電流的30%~50%，這里取為30%.
考慮30%的裕量，選取電感的直流電流大于3.2A，飽和電流大于3.9A.選取WURTH電感744770122，感值22uH，直流電阻45m？，最大直流電流4.1A，最大飽和電流5A. 4.選取電流檢測電阻
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VCL：過(guò)流門(mén)限電壓，為100mV.ICL：過(guò)流保護電流值，設定限流值為最大峰值電流的1.3~1.5倍。
選取25m？采樣電阻，過(guò)流保護值設為4A. 5. MOSFET選擇MOSFET承受的最高電壓為VINMAX ，考慮到拋負載保護，選取耐壓40V以上的MOS.MOSFET的損耗，可由以下公式估算，導通損耗：
tON， tOFF為MOSFET開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)間。
ISINK：為驅動(dòng)下拉電流，NCV8852的驅動(dòng)下拉電流典型值為200mA.
ISRC：為驅動(dòng)的輸出電流，NCV8852的驅動(dòng)輸出電流典型值為200mA
選取ONSEMI的NVTFS5116PL，耐壓60V，導通電阻Rdson=52m？@VGS=10V， QGD=8nC，封裝u8FL，參考熱阻（芯片結溫到環(huán)境溫度）47OC/W.由QGD可先計算出MOSFET的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間為：
計算MOSFET功耗：在最高輸入電壓下
TA_MAX為最大環(huán)境溫度，車(chē)載USB電源一般要求為85oC.150oC為最大結溫。
在最低輸入電壓下
MOSFET的結溫為
6.續流二極管的選擇續流二極管上的最大反向壓降為VINMAX ，流過(guò)二極管的最大峰值電流為2.96A，流過(guò)二極管的最大平均電流為
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建議二極管正向電流為流過(guò)二級管的平均電流的1.5倍。這里選取ONSEMI的MBRA340, 最大正向平均電流為3A， 反向耐壓40V， SMA封裝，參考熱阻為81oC/W。2.5A，100oC結溫時(shí)的正向導通壓降約為0.32V
二極管損耗（忽略寄生電容產(chǎn)生的損耗）為：
7.輸出電容的選擇
輸出電容紋波主要由兩部分組成，一部分為電容ESR產(chǎn)生的紋波，另一部分為電容產(chǎn)生的紋波。
如果選取電解電容，需要保證輸出電容電流的有效值要小于電解電容允許的最大紋波電流。
選取22uF的瓷片電容，ESR產(chǎn)生的紋波可忽略，則輸出紋波為：
8.輸入電容的選擇忽略電感電流紋波，輸入電容電流的有效值為：
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如果選擇電解電容，需要保證輸出電容電流的有效值要小于電解電容允許的最大紋波電流。
9.反饋電阻根據公式：
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VFB=0.8V，選取RFB1=10K，則RFB2=52.5K
10.補償電路的設定
NCV8852采用峰值電流模式控制。
考慮簡(jiǎn)化的峰值電流模型（不考慮斜坡補償）。如圖5所示：
圖5.簡(jiǎn)化的峰值電流模型RO為等效的負載電阻。
系統有一個(gè)極點(diǎn)，和一個(gè)零點(diǎn)。如果用瓷片電容，則可以忽略由ESR產(chǎn)生的零點(diǎn)。
NCV8852采用的電壓型運放，其反饋電路如圖6所示。
圖6. NCV8852輸出電壓誤差放大器寫(xiě)出VO到VCOMP的傳遞函數
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除去零點(diǎn)處的極點(diǎn)，還有一個(gè)零點(diǎn)和一個(gè)極點(diǎn)，如果不接CCC，則只有一個(gè)零點(diǎn)。
通常當系統的增益曲線(xiàn)，能夠以-1斜率（-20db/dec）穿越0db線(xiàn)時(shí)，可以獲得較好的相位欲度。為此需要滿(mǎn)足
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Fc為系統開(kāi)環(huán)傳遞函數的穿越頻率，通常取為開(kāi)關(guān)頻率的1/6以下， FRC為主電路傳遞函數的極點(diǎn)的頻率，AP0為主電路傳遞函數的低頻增益，AEM為反饋電路傳遞函數的中頻增益。
反饋電路的零點(diǎn)要放在主電路的極點(diǎn)附近，所以有：
其中：計算得CC=7.1nF，選取CC =8.2nF.因為電路采取用瓷片電容，所以不用去消除由ESR造成的零點(diǎn)。CCC不接。如果采用的是電解電容則需要把反饋電路的極點(diǎn)放到主電路ESR零點(diǎn)附近�？筛鶕率接嬎鉉CC
圖7. NCV8852 5V，2.5A車(chē)載USB電源設計實(shí)例電路圖
表1，圖7設計實(shí)例的主要元件清單
圖8. NCV8852電路實(shí)測工作波形
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